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        D-LCC型雙向ICPT系統能量與信號同步傳輸方法研究

        柳曉撼 李欣

        引用本文:
        Citation:

        D-LCC型雙向ICPT系統能量與信號同步傳輸方法研究

          作者簡介: 柳曉撼(1996?),女,河北人,碩士生,主要研究大功率無線電能傳輸技術. E-mail:13191777290@163.com;
          通訊作者: 李欣, lxfp167@163.com
        • 中圖分類號: TM92

        Research on synchronous transmission method of energy and signal in D-LCC bidirectional ICPT system

          Corresponding author: LI Xin, lxfp167@163.com
        • CLC number: TM92

        • 摘要: 針對利用雙向感應耦合電能傳輸(Inductively Coupled Power Transfer,ICPT)系統的能量通道實現信號交互傳輸時產生信號與系統輸出電壓間的互擾諧波問題,采用雙LCC諧振補償網絡,基于串聯注入拾取式的頻移鍵控信號載波調制方式,給出一種雙向ICPT系統能量與信號同步傳輸方法. 選取4 MHz和5 MHz的低頻載波信號和高頻載波信號,采用狀態空間模型及交流阻抗法分析能量與信號之間互擾問題,利用Matlab/Simulink仿真平臺搭建雙向ICPT系統能量與信號同步傳輸仿真模型. 仿真結果表明,系統可實現最大效率的能量雙向傳輸以及信號的零誤碼率傳輸,信號與能量在同步傳輸時互擾較小,通過系統波特圖的分析驗證了選取頻率點的有效性.
        • 圖 1  D-LCC型雙向ICPT系統能量與信號同步傳輸拓撲

          Figure 1.  Synchronous transmission topology of energy and signal in D-LCC bidirectional ICPT system

          圖 2  FSK信號調制解調原理圖

          Figure 2.  Schematic diagram of FSK signal modulation and demodulation

          圖 3  能量正向傳輸的等效電路圖

          Figure 3.  Equivalent circuit diagram of energy forward transmission

          圖 4  能量與信號正向同步傳輸回路

          Figure 4.  Forward synchronous transmission circuit of energy and signal

          圖 5  能量與信號反向同步傳輸回路

          Figure 5.  Reverse synchronous transmission circuit of energy and signal

          圖 6  輸出電流及電壓波形

          Figure 6.  Simulation of output current and voltage waveform

          圖 7  加入信號前后輸出功率波形

          Figure 7.  Output power waveform before and after adding signal

          圖 8  系統調制信號及解調信號仿真波形

          Figure 8.  System modulation signal and demodulation signal simulation waveform

          圖 9  加入信號前能量通路波特圖

          Figure 9.  BODE diagram of the energy path before adding the signal

          圖 10  加入信號后能量通路波特圖

          Figure 10.  BODE diagram of the energy path after adding the signal

          圖 11  能量與信號正向同步傳輸的波特圖

          Figure 11.  BODE diagram of forward and synchronous transmission of energy and signal

          圖 12  能量與信號反向同步傳輸的波特圖

          Figure 12.  BODE diagram of reverse and synchronous transmission of energy and signal

          表 1  仿真模型參數

          Table 1.  The parameters of simulation model

          參數數值
          原邊線圈電感Lp/μH312
          原邊串聯電容C1/nF11.699
          原邊并聯電容Cf1/nF70
          原邊串聯電感Lf1/μH44.7
          原邊直流側電壓UDC1/V280
          原邊電阻Rp/?0.1
          電能耦合線圈互感M2/μH50
          調制串聯電阻R1/?50
          FSK低電平載頻fl/MHz4
          信號耦合線圈互感M1,M3/μH50
          副邊線圈電感Ls/μH312
          副邊串聯電容C2/nF11.699
          副邊并聯電容Cf2/nF70
          副邊串聯電感Lf2/μH44.7
          副邊直流側電壓UDC2/V280
          副邊電阻Rs/?0.1
          開關頻率fs/kHz90
          解調并聯電阻R2/?50
          FSK高電平載頻fh/MHz5
          信號線圈自感L1,L2,L3,L4/μH100
          下載: 導出CSV
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        出版歷程
        • 收稿日期:  2019-11-18
        • 錄用日期:  2020-07-29
        • 網絡出版日期:  2020-09-27
        • 刊出日期:  2020-11-10

        D-LCC型雙向ICPT系統能量與信號同步傳輸方法研究

          作者簡介:柳曉撼(1996?),女,河北人,碩士生,主要研究大功率無線電能傳輸技術. E-mail:13191777290@163.com
          通訊作者: 李欣, lxfp167@163.com
        • 1. 蘭州交通大學 光電技術與智能控制教育部重點實驗室,甘肅 蘭州 730070
        • 2. 蘭州交通大學 新能源與動力工程學院,甘肅 蘭州 730070
        • 3. 甘肅省能源互聯網技術與裝備國際科技合作基地,甘肅 蘭州 730070

        摘要: 針對利用雙向感應耦合電能傳輸(Inductively Coupled Power Transfer,ICPT)系統的能量通道實現信號交互傳輸時產生信號與系統輸出電壓間的互擾諧波問題,采用雙LCC諧振補償網絡,基于串聯注入拾取式的頻移鍵控信號載波調制方式,給出一種雙向ICPT系統能量與信號同步傳輸方法. 選取4 MHz和5 MHz的低頻載波信號和高頻載波信號,采用狀態空間模型及交流阻抗法分析能量與信號之間互擾問題,利用Matlab/Simulink仿真平臺搭建雙向ICPT系統能量與信號同步傳輸仿真模型. 仿真結果表明,系統可實現最大效率的能量雙向傳輸以及信號的零誤碼率傳輸,信號與能量在同步傳輸時互擾較小,通過系統波特圖的分析驗證了選取頻率點的有效性.

        English Abstract

        • 隨著交通能源互聯網概念的提出,雙向感應耦合電能傳輸(Inductively Coupled Power Transfer,ICPT)系統逐漸展現其獨特的優勢,在軌道交通非接觸式牽引供電領域中牽引狀態下電網提供能量給列車,制動狀態下列車將能量反饋到牽引電網中,實現能量在“源”與“荷”之間雙向流通[1-2]. ICPT系統避免了傳統接觸供電方式的弓網耦合、負序、過分相等問題,具有供電靈活、安全可靠、維護成本低的特點,適合近距離大功率傳輸,主要應用于軌道交通牽引供電、工業生產、電動汽車非接觸充電等場合. 由于ICPT系統的實際應用中存在信號交互的需求,ICPT系統能量與信號同步傳輸問題受到越來越多學者的關注,例如在軌道交通中進行能量與信號的同步傳輸輔助列車高效可靠地運行,同時信號交互可為列車提供控制與反饋等[3].

          目前,針對ICPT系統能量與信號同步傳輸的實現方式有增設信號耦合機構的雙通道方法和引入無線信號傳輸技術的方法,這兩種方法增加了系統復雜度. 國內外主要采用第3種方法:利用ICPT主電路為共享通路進行信號與能量同步傳輸的方法[4-7],包括能量調制及載波調制兩種方式. 能量調制方式分為改變輸入電壓的調壓式、改變變換器開關管工作頻率的調頻式以及改變諧振網絡結構及參數的調諧式,這3種方式對主電路干擾大,削弱了能量傳輸功率和傳輸效率. 載波調制方式分為串聯注入拾取式和并聯注入拾取式,相比加入并聯信號耦合線圈,前者的系統復雜度更低,信號的耦合強度和傳輸效率更高. 根據不同的能量與信號同步傳輸的實現方式選擇相應的信號調制技術,例如:幅移鍵控調制技術、頻移鍵控(Frequency Shift Keying,FSK)調制技術、相移鍵控調制技術、時分復用技術、頻分復用技術等.

          能量與信號的同步傳輸分為正向同步傳輸和反向同步傳輸. 目前,在能量與信號正向同步傳輸的研究中,主要的實現方案是在不改變主拓撲結構基礎下增設信號耦合線圈,實現正向信號高速傳輸,分析系統頻率響應特性[8-9]. 但此方案未進行信號與能量正向同步傳輸中諧波抑制及干擾分析. 另一種方案是通過電容耦合的LCC型無線能量數據傳輸系統,抑制功率傳輸與數據傳輸之間的相互干擾,實現無線能量數據正向傳輸系統. 但由于調制與解調電路的復雜度較高,增加了系統的成本[10]. 在能量與信號反向同步傳輸的研究中,主要的實現方案是通過調節副邊諧振電容值實現低速的信號反向傳輸[11-12],但電能的傳輸頻率會影響信號傳輸速率,降低信號傳輸的實用性. 另一種是通過諧振線圈與信號耦合線圈的間接并聯實現反向信號的傳輸,這對信號反向傳輸中系統諧振網絡的品質因數要求較高,甚至需要增加阻波電路,增加系統設計的復雜度[13-14]. 在雙向ICPT系統能量與信號同步傳輸過程中,諧振網絡具有選頻放大與衰減載波信號的作用,通過對雙向無線電能傳輸系統的SS、LCL、LCC等諧振拓撲作特性分析[15-23],比較不同結構下傳輸功率、效率以及電壓電流波形. 結果表明LCC結構能抑制高頻變換器產生的高次諧波,減小變換器的開關損耗. 文獻[24]通過調節輸出電流峰值,實現在無附加電路條件下雙向無線電能傳輸系統中的雙向數據傳輸,該方法以減小電能傳輸效率為代價,信號傳輸速率不高且電能質量較差. 綜上,在雙向ICPT系統的能量與信號同步傳輸方面研究較少. 因此,研究雙向ICPT系統的能量與信號同步傳輸問題具有重要意義[25-26].

          本文以雙向ICPT系統為研究對象,采用雙LCC諧振補償網絡,利用基于FSK載波調制實現能量與信號同步傳輸,通過在原副邊增設信號耦合線圈的方式進行信號交互;建立系統狀態空間模型,分析加入信號前后模型的傳輸過程,基于交流阻抗法對能量與信號同步傳輸電壓增益進行頻率響應分析,通過計算出的結果分析能量與信號的串擾問題;用Matlab/Simulink仿真軟件進行系統驗證.

          • 在傳統的雙向ICPT系統的基礎上,拓撲結構在原副邊增加LCC的諧振補償. 如圖1所示,以原邊為例,4個全控開關管(Sp1Sp4)及其反并聯二極管組成全橋高頻能量變換環節,該環節可分高頻逆變模態和高頻整流模態,分別用于能量正向及反向傳輸模式,Ss1Ss4代表副邊變換器的全控開關管. 變換器采用移相控制的觸發方式,通過控制內移相角及外移相角控制系統能量傳輸方向. LCC諧振網絡由諧振串聯電感Lf1(Lf2)、諧振并聯補償電容Cf1(Cf2)、諧振串聯補償電容C1(C2)組成,其目的是產生高頻諧振,濾除高頻能量變換環節中引入的高次諧波,減小系統的電磁干擾,為信號傳輸通路降低能量傳輸通路的串擾,增加信號接收靈敏度. LP、LS分別是原、副邊線圈電感,由于雙向 ICPT系統是對稱結構,為實現充分調諧,系統參數應滿足原副邊對應元件相同. 信號傳輸通路的結構選擇基于FSK原理的串聯注入拾取式結構,該結構是在主能量傳輸電路的原副邊LCC補償電路中分別串聯信號耦合線圈,對雙向ICPT系統的結構改動小,能量通路的功率效率傳輸影響小,可實現信號的完整交互傳輸. 信號經FSK調制后通過信號耦合線圈加載到主電路中,傳輸到副邊回路之后再由另一組信號耦合線圈拾取,并進行解調. 圖1M2為原、副邊線圈間的互感,L1L2是原邊信號線圈電感,L3L4是副邊信號線圈電感,是信號傳輸的重要傳輸機構. M1、M3分別是原邊信號線圈和副邊信號線圈的互感. Rp、Rs分別為原、副邊的阻性負載,UDC1、UDC2分別為原、副邊直流輸入電壓. i1、i2、ip、is分別是流經Lf1、Lf2、Lp、Ls電感的電流,up、us分別是原、副邊變換器輸出電壓.

            圖  1  D-LCC型雙向ICPT系統能量與信號同步傳輸拓撲

            Figure 1.  Synchronous transmission topology of energy and signal in D-LCC bidirectional ICPT system

          • 系統采用對稱式設計以實現雙向信號傳輸,信號發送端及接收端采用相同的耦合線圈,在不改變ICPT系統能量傳輸主電路拓撲結構的前提下,在初、次級回路各加入了一組信號耦合線圈,信號調制后通過初級回路信號耦合線圈加載到系統主電路中,再由次級回路信號耦合線圈拾取信號. FSK調制解調方式是利用高頻載波f1f2搭載在基帶信號上,經過能量傳輸回路,在解調端利用帶通濾波器與低通濾波器雙重濾波后,將過濾后的信號進行比較判決處理,再利用零階保持器輸出解調信號. 此方式抗干擾強,傳輸質量高. 圖2為FSK調制解調信號的原理圖.

            圖  2  FSK信號調制解調原理圖

            Figure 2.  Schematic diagram of FSK signal modulation and demodulation

            相較于FSK的調制方式來說,移幅鍵控調制由于受能量傳輸有效值大小的影響以及抗衰減抗噪性差,通常在能量與信號同步傳輸研究中不應用. 移相鍵控調制在解調時同步載波接收復雜,信號載波會出現倒π現象. 故選取低頻4 MHz和高頻5 MHz作為載波頻率的2FSK調制解調方法. 選取的4 MHz和5 MHz的載波頻率遠大于kHz級別的主電路工作頻率,可以在信號拾取端進行濾波處理,避免主電路電能傳輸的影響,達到信號低誤碼率的還原目的.

          • 盡管增加了信號線圈,但是能量通路結構仍和雙向ICPT系統相同,選用雙邊LCC的補償結構,LCC結構繼承了LCL結構的優勢,同時很好地解決LCL結構傳輸功率偏低以及直流磁化的問題,并且在諧振電容電壓方面比SS結構更具優勢. 能量通路的分析依照雙向ICPT系統的工作原理分析,采用基波分析法,對于全橋結構的電壓型逆變網絡,UDC1、UDC2與原、副邊高頻交流輸出電壓Up、Us有如下關系:

            ${U_{\rm{p}}} = \dfrac{{2\sqrt 2 }}{\text{π}}{U_{{\rm{DC1}}}}\sin \dfrac{\alpha }{2},{\rm{ }}{U_{\rm{s}}} = \frac{{2\sqrt 2 }}{\text{π}}{U_{{\rm{DC2}}}}\sin \frac{\beta }{2},$

            其中,α、β分別為原、副邊變換器控制信號的內移相角. 當系統的工作頻率接近于LCC諧振網絡的固有頻率時,ICPT系統可實現充分調諧,故令補償電容、電感在逆變器開關角頻率ω處諧振,即

            $\left\{ \begin{array}{l} \dfrac{1}{{\omega {C_{{\rm{f1}}}}}} = \omega {L_{{\rm{f1}}}} = \omega {L_{\rm{p}}} - \dfrac{1}{{\omega {C_1}}}; \\ \dfrac{1}{{\omega {C_{{\rm{f2}}}}}} = \omega {L_{{\rm{f2}}}} = \omega {L_{\rm{s}}} - \dfrac{1}{{\omega {C_2}}}. \\ \end{array} \right.$

            基于磁場耦合原理,松耦合線圈兩側原邊電流在拾取線圈中產生了感應電動勢,由此可以分別列出原副邊的基爾霍夫電壓方程,即

            $\left\{ \begin{array}{l} {{\dot U}_{\rm{p}}} = {\rm{j}}\omega {L_{{\rm{f1}}}}{{\dot I}_1} + {\rm{j}}\left(\omega {L_{\rm{p}}} - \dfrac{1}{{\omega {C_1}}}\right){{\dot I}_{\rm{p}}} + {\rm{j}}\omega M{{\dot I}_{\rm{s}}}; \\ {\rm{j}}\left(\omega {L_{\rm{p}}} - \dfrac{1}{{\omega {C_1}}}\right){{\dot I}_{\rm{p}}} + {\rm{j}}\omega M{{\dot I}_{\rm{s}}} = \dfrac{1}{{{\rm{j}}\omega {C_{{\rm{f1}}}}}}({{\dot I}_1} - {{\dot I}_{\rm{p}}}); \\ {{\dot U}_{\rm{s}}} = {\rm{j}}\omega {L_{{\rm{f2}}}}{{\dot I}_2} + {\rm{j}}\left(\omega {L_{\rm{s}}} - \dfrac{1}{{\omega {C_2}}}\right){{\dot I}_{\rm{s}}} + {\rm{j}}\omega M{{\dot I}_{\rm{P}}}; \\ {\rm{j}}\left(\omega {L_{\rm{s}}} - \dfrac{1}{{\omega {C_2}}}\right){{\dot I}_{\rm{s}}} + {\rm{j}}\omega M{{\dot I}_{\rm{P}}} = \dfrac{1}{{{\rm{j}}\omega {C_{{\rm{f2}}}}}}({{\dot I}_2} - {{\dot I}_{\rm{s}}}). \\ \end{array} \right.$

            其中,?1、?2、?s、?p分別是流經Lf1、Lf2、Ls、Lp電感的電流向量,$ {\dot{U}}_{\rm{p}} $、$ {\dot{U}}_{{\rm{s}}} $ 分別是原、副邊變換器輸出電壓向量. 由式(3)得到的能量通路的各級電流值、電壓值,忽略等效內阻的影響,可以得到原副邊的輸入輸出功率P1、P2分別為:

            ${P_{\rm{1}}} = - \frac{{{M_2}}}{{\omega L_{\rm{f1}}L_{\rm{f2}}}}\dfrac{8}{{{{\text{π}}^2}}}{U_{{\rm{DC1}}}}{U_{{\rm{DC2}}}}\sin \frac{\alpha }{2}\sin \dfrac{\beta }{2}\sin \delta ,$

            ${P_2} = \frac{{{M_2}}}{{\omega L_{\rm{f1}}L_{\rm{f2}}}}\frac{8}{{{{\text{π}}^2}}}{U_{{\rm{DC1}}}}{U_{{\rm{DC2}}}}\sin \frac{\alpha }{2}\sin \frac{\beta }{2}\sin \delta ,$

            其中,δ是原、副邊控制信號間的外移相角. 當P1<0、P2>0時表明從原邊側向副邊傳遞能量,實現能量正向傳輸模態;當P1>0、P2<0時表明從副邊側回饋給原邊能量,實現能量反向傳輸模態. 能量通路傳輸功率的大小與電路的工作頻率、全橋逆變網絡的移相角控制以及諧振網絡的設置有關.

          • 在采用載波調制方式的能量與信號同步傳輸雙向ICPT系統中,能量與信號的波形會發生疊加現象,能量傳輸在信號通路中可能會影響信噪比,而信號傳輸在能量通路中可能會影響能量傳輸功率. 為了判定能量傳輸過程及信號傳輸過程之間交叉互擾影響度,分別對二者之間的相互干擾進行特性分析.

          • 信號對能量傳輸的干擾主要包括兩個方面:一方面是信號對能量輸出電壓波形的擾動,另一方面是信號傳輸對能量傳輸電路工作頻率的諧振干擾,從而影響傳輸功率的大小.

            由于雙向ICPT系統的對稱性,在分析信號對能量傳輸的干擾分析時以信號對正向能量傳輸工作模式的干擾為例. 在加入信號耦合線圈之前,能量正向傳輸的等效電路圖如圖3所示,根據功率守恒定理,當能量正向傳輸時,副邊全橋網絡工作在整流模態,整流橋的輸入功率與輸出功率相等,忽略二極管導通壓降的影響,整流電路和阻性負載可以整體等效為交流負載RL. RL的值為:

            ${R_{\rm{L}}} = \frac{8}{{{{\text{π}}^2}}}{R_{\rm{S}}}.$

            圖  3  能量正向傳輸的等效電路圖

            Figure 3.  Equivalent circuit diagram of energy forward transmission

            高頻交流電壓源Up經過LCC的諧振網絡在電感Lp產生高頻交流電流ip,因為松耦合線圈的磁感應耦合現象,在副邊產生感應電動勢,該感應電動勢經過電感Ls產生導軌電流is,再通過濾波諧振環節給等效負載RL供電,其中i1、i2分別為經過串聯電感Lf1、Lf2的電流,ucf1、ucf2分別為并聯電容Cf1、Cf2兩端的電壓,uc1、uc2分別為串聯電容C1、C2兩端的電壓.

            選取狀態向量x=[x1 x2 x3 x4 x5 x6 x7 x8]T = [i1 ucf1 uc1 ip is uc2 ucf2 i2]T,建立狀態空間動態模型[27-28],狀態空間模型的輸入為u=up,輸出為y=us. 根據基爾霍夫電壓方程與基爾霍夫電流方程,得到未加入信號線圈的正向能量傳輸的狀態空間模型為:

            $\left\{ \begin{array}{l} {{\dot x}} = {{Ax}} + {{B}}u; \\ {{y}} = {{Cx}}. \\ \end{array} \right.$

            其中,A 為系統向量, B 為輸入向量, C 為輸出向量. 從而由輸出向量可以得到輸出方程y=RLx8,將式(7)寫為標準狀態空間模型的形式,如:

            $\left\{ \begin{array}{l} {{\dot x}_1} = \dfrac{1}{{{L_{{\rm{f1}}}}}}(u - {x_2}) ;\\ {{\dot x}_2} = \dfrac{1}{{{C_{{\rm{f1}}}}}}({x_1} - {x_4}) ;\\ {{\dot x}_3} = \dfrac{1}{{{C_1}}}{x_4} ;\\ {{\dot x}_4} = \dfrac{{{L_{\rm{s}}}{L_{\rm{p}}}}}{{{L_{\rm{s}}}{L_{\rm{p}}} - {M_2}^2}}\left[ {\dfrac{1}{{{L_{\rm{p}}}}}({x_2} - {x_3}) + \dfrac{{{M_2}}}{{{L_{\rm{s}}}{L_{\rm{p}}}}}( - {x_6} - {x_7})} \right] ;\\ {{\dot x}_5} = \dfrac{{{L_{\rm{s}}}{L_{\rm{p}}}}}{{{L_{\rm{s}}}{L_{\rm{p}}} - {M_2}^2}}\left[ {\dfrac{1}{{{L_{\rm{s}}}}}( - {x_6} - {x_7}) + \dfrac{{{M_2}}}{{{L_{\rm{s}}}{L_{\rm{p}}}}}({x_2} - {x_3})} \right] ;\\ {{\dot x}_6} = \dfrac{1}{{{C_2}}}{x_5} ;\\ {{\dot x}_7} = \dfrac{1}{{{C_{{\rm{f2}}}}}}({x_5} - {x_8}) ;\\ {{\dot x}_8} = \dfrac{1}{{{L_{{\rm{f2}}}}}}({x_7} - {R_{\rm{L}}}{x_8}) ;\\ {{y}} = {R_{\rm{L}}}{x_8} . \end{array} \right.$

            當能量傳輸通路加入信號傳輸通路后,原副邊的信號線圈作為能量通路中的阻抗干擾,影響原邊線圈電感電流ip與副邊線圈電感電流is,故狀態空間模型中x4、x5的狀態方程變為:

            $\begin{split} {{\dot x'}_4} = & \dfrac{{{L_{\rm{p}}}({L_{\rm{s}}} + {L_3})}}{{({L_{\rm{p}}} + {L_2})({L_{\rm{s}}} + {L_{\rm{3}}}) - {M_2}^2}}\cdot\\ & \left[ {\dfrac{1}{{{L_{\rm{p}}}}}({x_2} - {x_3}) + \dfrac{{{M_2}}}{{{L_{\rm{p}}}({L_{\rm{s}}} + {L_3})}}( - {x_6} - {x_7})} \right], \end{split}$

            $\begin{split} {{\dot x'}_5} = & \dfrac{{{L_{\rm{s}}}({L_{\rm{p}}} + {L_2})}}{{({L_{\rm{p}}} + {L_2})({L_{\rm{s}}} + {L_{\rm{3}}}) - {M_2}^2}}\cdot\\ & \left[ {\dfrac{1}{{{L_{\rm{s}}}}}( - {x_6} - {x_7}) + \dfrac{{{M_2}}}{{{L_{\rm{s}}}({L_{\rm{p}}} + {L_2})}}({x_2} - {x_3})} \right]. \end{split}$

            信號疊加前后,系統能量通路結構未出現明顯變化,為減小信號線圈對原邊線圈及副邊線圈的干擾,設置能量耦合線圈電感的大小比信號線圈電感大一個數量級,故信號傳輸電路的加入導致能量通路電壓波形與功率大小的變化可以忽略不計. 同理分析,信號對能量反向傳輸模式的影響也可忽略不計.

          • 為了增強信號發射端信號發射強度,使載波信號在信道中衰減較小從而利于信號可靠傳輸,能量與信號同步傳輸的通路采用完全諧振. 基于交流阻抗分析法,按照信號的正向傳輸路徑可以分別列出由于互感線圈作用的各級等效反映阻抗表達式為:

            $\left\{ \begin{array}{l} {Z_{{\rm{43}}}}\left( s \right) = - \dfrac{{{s^2}{M_3}^2}}{{{Z_{\rm{4}}}\left( s \right)}} ;\\ {Z_{{\rm{32}}}}\left( s \right) = - \dfrac{{{s^2}{M_2}^2}}{{{Z_{\rm{3}}}\left( s \right)}} ;\\ {Z_{21}}\left( s \right) = - \dfrac{{{s^2}{M_1}^2}}{{{Z_2}\left( s \right)}} . \end{array} \right.$

            其中,Z21、Z32、Z43分別為系統原邊部分對信號調制部分電路、系統副邊對原邊部分電路、信號解調部分對系統副邊部分電路的反射阻抗. 理想電壓源的內阻為零,在進行信道阻抗分析時可將原邊電壓源看成短路,由此可得出信號傳輸各級的阻抗值,如圖4所示,其中R1、R2分別為信號加載電路串聯電阻和信號拾取電路并聯電阻.

            圖  4  能量與信號正向同步傳輸回路

            Figure 4.  Forward synchronous transmission circuit of energy and signal

            Z1、Z4為正向信號調制部分電路阻抗和信號解調部分電路阻抗,Z2、Z3為正向同步傳輸系統原邊電路阻抗和副邊電路阻抗,i3、ip、is、i4分別為信號正向傳輸時各個回路電流,則各部分電路阻抗分析有:

            $\left\{ \begin{array}{l} {Z_{\rm{1}}}\left( s \right) = {R_1} + {L_1}s + {Z_{21}}\left( s \right) ;\\ {Z_2}\left( s \right) = {L_{\rm{p}}}s + {L_2}s + \dfrac{1}{{{C_1}s}} + \dfrac{1}{{{C_{{\rm{ f 1}}}}s + \dfrac{1}{{{L_{{\rm{ f 1}}}}s}}}} + {Z_{32}}\left( s \right) ;\\ {Z_3}\left(\! s \right)\!\! = \!{L_{\rm{s}}}s \!+\! {L_3}s \!+\! \dfrac{1}{{{C_2}s}}\! + \!\dfrac{1}{{{C_{{\rm{ f 2}}}}s \!+\! \dfrac{1}{{{L_{{\rm{ f 2}}}}s\! +\! {R_{\rm{L}}}}}}}\! + \!{Z_{43}}\left(\! s \right) \! ;\\ {Z_{\rm{4}}}\left( s \right) = {L_4}s + {R_2} . \end{array} \right.$

            對整個正向信號傳輸信道進行分析,利用基爾霍夫電流電壓定律,再結合以上的阻抗分析得出信號輸入端到信號輸出端的電壓增益傳遞函數為:

            $G\!\left( s \right)\! = \!\dfrac{{{u_2}\left(\! s \right)\!}}{{{u_1}\left(\! s \right)}}\! = \!\dfrac{{{R_2}{M_1}{M_2}{M_3}{s^3}}}{{\left[\! {{Z_2}\left( \!s \right)\!({L_1}s \!+\! {R_1}) \!-\! {M_1}^2{s^2})} \right]\!{Z_3}\left(\! s \right)\!{Z_4}\left( \!s \right)\!}}.$

            信號載波頻率遠高于原邊電感、電容(Lf1、Cf1、C1)構成的高階濾波電路的中心頻率,原邊逆變器產生的高次諧波經由LCC濾波電路濾除. 同時副邊電感、電容(Lf2、Cf2、C2)構成的高階濾波電路濾除了進入副邊整流橋前的高次諧波,抑制了能量傳輸通路的高頻噪聲,從而減小能量通路對信號傳輸的影響. 信號解調通路中的帶通濾波器濾除低頻噪聲,再經過低通濾波器濾除高于信號頻率的高頻噪聲干擾,從而減小能量低頻噪聲與外界噪聲對信號傳輸的干擾.

          • 雙向ICPT系統電能與信號反向同步傳輸回路圖如圖5所示,信號從副邊傳輸到原邊同樣采用載波調制法,信號調制發生電路將信號調制電壓加載到副邊信號發射耦合線圈上,完成從副邊注入信號到主能量通路,再經由正向能量傳輸通道完全諧振與選頻濾波的作用,傳輸到原邊信號接收耦合線圈,交給信號解調電路解調分解信號.

            圖  5  能量與信號反向同步傳輸回路

            Figure 5.  Reverse synchronous transmission circuit of energy and signal

            Z1′、Z4′為反向信號調制部分電路阻抗和信號解調部分電路阻抗,Z3′、Z2′為反向同步傳輸系統原邊電路阻抗和副邊電路阻抗,i3′、ip′、is′、i4′分別為信號反向傳輸時各個回路電流,則各部分電路阻抗分析有:

            $\left\{ \begin{array}{l} {Z_{\rm{1}}}'\left( s \right) = {R_1} + {L_4}s + {Z_{21}}\left( s \right) ;\\ {Z_2}'\left(\! s \right)\!\! =\! {L_{\rm{s}}}s \!+\! {L_3}s\! +\! \dfrac{1}{{{C_2}s}} \!+ \!\dfrac{1}{{{C_{{\rm{ f 2}}}}s\! +\! \dfrac{1}{{{L_{{\rm{ f 2}}}}s \!+\! {R_{\rm{L}}}}}}} \!+\! {Z_{32}}\left( \!s \right)\! ;\\ {Z_3}'\left( s \right) = {L_{\rm{p}}}s + {L_2}s + \dfrac{1}{{{C_1}s}} + \dfrac{1}{{{C_{{\rm{ f 1}}}}s + \dfrac{1}{{{L_{{\rm{ f 1}}}}s}}}} + {Z_{43}}\left( s \right) ;\\ {Z_{\rm{4}}}'\left( s \right) = {L_1}s + {R_2} . \end{array} \right.$

            雖然反向信道各級電路的阻抗值發生了改變,但反向信號的電壓增益傳遞函數與正向信號的電壓增益傳遞函數類似,如:

            $G\left( \!s \right) \!=\! \dfrac{{{u_2}^\prime \left( \!s \right)\!}}{{{u_1}^\prime \left(\! s \right)\!}}\! =\! \dfrac{{{R_2}{M_1}{M_2}{M_3}{s^3}}}{{\left[\! {{Z_2}\left(\! s \right)\!({L_4}s \!+\! {R_1}) \!-\! {M_3}^2{s^2})} \right]\!{Z_3}\left(\! s \right)\!{Z_4}\left(\! s \right)\!}}.$

          • 基于雙向ICPT系統搭載信號的交互傳輸結構,運用Matlab/Simulink進行系統仿真模型.為了避免能量諧振產生高次諧波對能量傳輸效率的影響,選取的諧振參數為線圈電感Lp=312 μH,并聯諧振電容Cf1=70 nF,系統工作頻率f=90 kHz,其余參數由公式計算,如表1所示.

            參數數值
            原邊線圈電感Lp/μH312
            原邊串聯電容C1/nF11.699
            原邊并聯電容Cf1/nF70
            原邊串聯電感Lf1/μH44.7
            原邊直流側電壓UDC1/V280
            原邊電阻Rp/?0.1
            電能耦合線圈互感M2/μH50
            調制串聯電阻R1/?50
            FSK低電平載頻fl/MHz4
            信號耦合線圈互感M1,M3/μH50
            副邊線圈電感Ls/μH312
            副邊串聯電容C2/nF11.699
            副邊并聯電容Cf2/nF70
            副邊串聯電感Lf2/μH44.7
            副邊直流側電壓UDC2/V280
            副邊電阻Rs/?0.1
            開關頻率fs/kHz90
            解調并聯電阻R2/?50
            FSK高電平載頻fh/MHz5
            信號線圈自感L1,L2,L3,L4/μH100

            表 1  仿真模型參數

            Table 1.  The parameters of simulation model

          • 基于上述參數,搭建雙邊LCC結構的雙向ICPT系統,仿真過程為:設置原副邊變換器內移相角α=135°、β=135°,保證變換器的軟開關運行. 設置原副邊的外移相角δ=90°,使得能量正向傳輸給副邊,輸出功率P2=2400 W,原邊變換器的輸出電流及電壓波形如圖6所示.在移相控制的作用下,$ {\dot{{U}}}_{\rm{p}} $的取值為$\pm {U_{\rm{p}}}$和0,$ {\dot{{U}}}_{\rm{s}} $的取值為$\pm {U_{\rm{s}}}$和0,?1、?2都是高頻正弦波,?1、?2的峰值為15 A,當經過0.05 s,δ=?90°,系統反向傳輸,傳輸功率與正向傳輸時相同.

            圖  6  輸出電流及電壓波形

            Figure 6.  Simulation of output current and voltage waveform

            為觀察信號傳輸通路對能量傳輸仿真影響,加入前后的模型仿真如圖7所示,加入信號前輸出平均功率為2353 W,加入信號后輸出平均功率為2408 W. 輸出功率和效率的大小基本不變,驗證了基于雙向ICPT系統的能量信號同步傳輸的可行性.

            圖  7  加入信號前后輸出功率波形

            Figure 7.  Output power waveform before and after adding signal

          • 圖8是加載在雙向ICPT電路內的信號傳輸仿真圖,分別為基帶信號、調制信號及解調信號的波形. 通過誤碼率計算模塊的顯示,碼元100個的條件下,誤碼率為0,該過程的仿真驗證了信號通過雙向ICPT能量通路傳輸的有效性.

            圖  8  系統調制信號及解調信號仿真波形

            Figure 8.  System modulation signal and demodulation signal simulation waveform

          • 圖9、圖10分別是信號加入前后的能量傳輸通路波特圖,對比發現添加了信號加載電路、信號檢波電路等實現信號傳輸的相關電路前后系統在幅相特性并未出現明顯變化,在低頻段波特圖的緩慢上升,由于系統諧振結構的影響,使得傳輸通道多極大值頻率點. 出現4個頻率點使得電壓增益最大,選取中間相對平緩的90 kHz為能量傳輸頻率點,多極大值頻率點的現象不影響能量傳輸的效益,該點處達到相對最大增益?48.8 dB. 比較兩幅波特圖的幅頻特性和相頻特性,曲線的變化趨勢和幅度均未有明顯變化,只是在局部頻率點的峰值大小有所變化,不影響其他頻率的能量傳輸特性. 在能量工作頻率點90 kHz處僅僅下降為?49.4 dB. 由此可知,信號傳輸對能量傳輸的影響可以忽略.

            圖  9  加入信號前能量通路波特圖

            Figure 9.  BODE diagram of the energy path before adding the signal

            圖  10  加入信號后能量通路波特圖

            Figure 10.  BODE diagram of the energy path after adding the signal

          • 圖11圖12是能量與信號同步傳輸的信號通路的波特圖. 圖11是能量與信號正向同步傳輸的幅相曲線,曲線經過峰值后幅值和相角都趨于穩定,選取4 MHz及5 MHz分別作為信號低頻載波頻率及高頻載波頻率. 在4 MHz和5 MHz頻率點附近增益相對平緩,有利于提高信噪比. 其中心頻率是曲線上趨于恒值的起始點頻率,保證了能量與信號的高效傳輸. 圖12是能量與信號反向同步傳輸的幅相曲線. 顯示了反向信號的系統特性,同時和圖11的同向信號傳輸做對比,明顯得出能量通路對信號的正反向傳輸影響效果相似,只是在局部頻率點的峰值有所區別. 基于串聯注入拾取式結構,信號載波頻率遠遠高于能量傳輸頻率,能量通路對信號通路干擾小,能夠有效調制解調需要傳輸的調制信號.

            圖  11  能量與信號正向同步傳輸的波特圖

            Figure 11.  BODE diagram of forward and synchronous transmission of energy and signal

            圖  12  能量與信號反向同步傳輸的波特圖

            Figure 12.  BODE diagram of reverse and synchronous transmission of energy and signal

          • 本文以雙向ICPT系統為能量通路,采用雙LCC諧振補償網絡,搭載FSK信號加載電路與信號檢波電路,實現最大功率的雙向ICPT系統信號與能量同步傳輸. 采用串聯注入拾取式信號傳輸實現方式,選取4 MHz及5 MHz作為信號傳輸的載波頻率,實現信號的雙向傳輸. 利用雙LCC結構的消除高次諧波作用,能量通路工作在完全諧振狀態,減少了能量通道對信號通道的影響. 通過對雙向ICPT系統能量通道與信號通道分別建立動態模型,簡化傳輸過程,計算系統傳遞函數,得到信號與能量同步傳輸的波特圖. 在Matlab/Simulink環境建立仿真模型,驗證了雙向ICPT系統能量與信號同步傳輸的可行性,雙向ICPT系統能夠正確解調出需要傳輸的調制信號,實現信號交互傳輸的較高準確性. 對比分析信號加入前后系統的波特圖,表明了信號傳輸對主電路的能量傳輸效率沒有造成明顯影響.

            雙向ICPT系統能量與信號同步傳輸有利于解決實際使用中同步協調、負載識別等問題,對擴大ICPT技術應用具有重要的意義. 在后續研究中考慮實際應用,還需要分析能量通路對信號通路具體的諧波參數干擾值,以提高信號信噪比和抗干擾能力.

        參考文獻 (28)

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